通常，高頻率運(yùn)作的開關(guān)電源（SMPS）允許使用小型無源組件，而硬開關(guān)模式則會(huì)引起開關(guān)損耗增大，為了降低高開關(guān)頻率下的開關(guān)損耗，業(yè)界開發(fā)了諸多軟開關(guān)技術(shù)，其中負(fù)載諧振技術(shù)和零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)都獲得廣泛使用。

　　負(fù)載諧振技術(shù)利用電容和電感在整個(gè)開關(guān)期間的諧振特性，使得開關(guān)頻率隨著輸入電壓和負(fù)載電流而變化。開關(guān)頻率的改變，如脈沖頻率調(diào)制 （PFM） 給含有輸入濾波器的SMPS 設(shè)計(jì)人員帶來了困難。因?yàn)檫@里沒有用于濾波的輸出電感，所以輸出整流二極管兩端的鉗制電壓允許設(shè)計(jì)人員選擇低額定電壓二極管。然而，當(dāng)負(fù)載電流增加時(shí)，輸出電感的缺位給輸出電容帶來了負(fù)擔(dān)，因而負(fù)載諧振技術(shù)不適用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應(yīng)用。另一方面，零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)利用的是電路寄生成分僅在開關(guān)開啟和關(guān)斷轉(zhuǎn)換瞬間才出現(xiàn)的諧振特性。這些技術(shù)的優(yōu)勢(shì)之一是利用了寄生組件如主變壓器的漏電感和開關(guān)的輸出電容，因而無需增添更多的外部組件來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。此外，這些技術(shù)使用具有固定開關(guān)頻率的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，因而，這些技術(shù)相比負(fù)載諧振技術(shù)更易于理解、分析和設(shè)計(jì)。

　　由于非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器具有簡單配置和零電壓開關(guān)（ZVS）特性，因此是使用零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)的zui常見拓?fù)渲弧２粌H如此，相比負(fù)載諧振拓?fù)淙鏛LC轉(zhuǎn)換器，非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器具有一個(gè)輸出電感，其輸出電流的紋波成分小得可以由一個(gè)適當(dāng)?shù)妮敵鲭娙輥硖幚?。由于易于分析和設(shè)計(jì)，且具有一個(gè)輸出電感，所以非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器通常用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應(yīng)用如PC電源和服務(wù)器電源。為了更好地處理輸出電流，往往在次級(jí)端使用一個(gè)同步整流器，因?yàn)閭鲗?dǎo)損耗可作為替代二極管損耗的電阻損耗。相比LLC轉(zhuǎn)換器，實(shí)現(xiàn)用于非對(duì)稱半橋轉(zhuǎn)換器的同步整流器驅(qū)動(dòng)器更為便利，此外，電流倍增器是增加主變壓器在高輸出電流下的利用率的常用方案。

　　本文描述帶有電流倍增器和同步整流器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器的普遍特性，并列舉一個(gè)示例及某些實(shí)驗(yàn)結(jié)果，該示例使用針對(duì)非對(duì)稱受控拓?fù)涞墓β书_關(guān)。

　　帶有電流倍增器和同步整流器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢(shì)

　　對(duì)于具有低輸出電壓和高輸出電流的應(yīng)用，廣泛使用電流倍增器。圖1所示為處于次級(jí)端帶有電流倍增器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器，次級(jí)線圈是單端配置而輸出電感分為兩個(gè)較小的電感。為了提高總體效率，使用具有低RDS（ON）的MOSFET構(gòu)成的同步整流器 （Synchronous Rectifier, SR）。與傳統(tǒng)的中心抽頭式（center-tapped）配置相比，電流倍增器具有多項(xiàng)優(yōu)勢(shì)：首先，勵(lì)磁電流的DC成分小于或等于中心抽頭式配置的 DC 成分，因而變壓器可以使用較小的磁芯。當(dāng)每個(gè)輸出電感承擔(dān)負(fù)載電流的一半時(shí)，勵(lì)磁電流與中心抽頭式配置相似。如果輸出電感承擔(dān)的負(fù)載電流不均衡，勵(lì)磁電流就會(huì)減少。其次，次級(jí)線圈電流的平方根值（root-mean-square, RMS）小于中心抽頭式配置，這是因?yàn)閹缀跻话氲?font color="#000000">負(fù)載電流流經(jīng)各個(gè)輸出電感。鑒于此，次級(jí)線圈的電流密度低，可以使用相同的磁芯和相同的線材規(guī)格。第三，其繞組本身較中心抽頭式方案簡單，尤其值得關(guān)注的是由于變壓器線引腳數(shù)量的限制，可用于多輸出應(yīng)用。第四，可以更便利、有效地從輸出電感獲取SR的柵極信號(hào)，由于初級(jí)線圈匝數(shù)足夠多而變壓器次級(jí)線圈匝數(shù)只有少許，可從輸出電感輕易獲取適當(dāng)?shù)臇艠O電壓，如10V和20V之間的電壓。此外，單獨(dú)的輸出電感將會(huì)減輕更大磁芯的成本負(fù)擔(dān)。鑒于上述數(shù)項(xiàng)優(yōu)勢(shì)，電流倍增器是高輸出電流應(yīng)用的zui常用拓?fù)渲弧?/font>

圖1.使用電流倍增器的非對(duì)稱PWM半橋轉(zhuǎn)換器

　　建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理

　　如圖2所示，從供電模式2開始，由于S1開啟，Vin-VCb施加到變壓器的初級(jí)端，勵(lì)磁電流im以斜率（Vin-VCb）/Lm.增加，由于SR2關(guān)斷，LO1的電流斜率就由（Vin-VCb）/n減去輸出電壓決定。另一方面，LO2的電流以斜率–VO/LO2減小，這是流經(jīng)SR1的續(xù)流（free-wheeling）。當(dāng)兩個(gè)輸出電感分享負(fù)載電流時(shí)，SR1承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級(jí)繞組僅處理iLO1，因而iLO1/n是反射到變壓器初級(jí)端的電流，它在勵(lì)磁電流上疊加，構(gòu)成初級(jí)電流ipri。在實(shí)際上，由于漏電感的現(xiàn)象，所以vT2較圖2所示的數(shù)值稍低，但我們?cè)谶@一章段中將忽略這一情況，從而簡化分析。

圖2.建議轉(zhuǎn)換器的運(yùn)作分析

　　當(dāng)S1關(guān)斷，則開始模式3，由于S2的輸出電容被放電，故vT1也減小，zui終，當(dāng)S2輸出電容電壓等于VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱?。同時(shí)，由于SR2的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導(dǎo)通。然后，兩個(gè)SR在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。S2的體二極管在S2的輸出電容和S1的輸出電容*放電后導(dǎo)通，由于兩個(gè)SR均導(dǎo)通，iLO1和iLO2均為續(xù)流，斜率分別為–VO/LO1和–VO/LO2, 而vT1和vT2均為零。由于VCb僅僅施加在漏電感上，它引起初級(jí)電流的極性快速變化。在S2的體二極管導(dǎo)通后S2開啟， 從而實(shí)現(xiàn)S2的ZVS運(yùn)作，這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為

　　模式4是另一個(gè)充電模式，在各個(gè)SR之間的換向結(jié)束時(shí)開始，在變壓器初級(jí)端施加的電壓為–VCb，因而勵(lì)磁電流以斜率–VCb/Lm減少，iLO2的斜率為（VCb/n-VO）/LO2。其它的電感電流是通過SR2的續(xù)流?？蓮膱D2看出，由于異相（out-of-phase）作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。

　　當(dāng)S2關(guān)斷，模式1作為另一個(gè)重建模式而開始，模式1的運(yùn)作原理幾乎與模式3相同，只有ZVS狀況例外。在模式1中，當(dāng)S1的輸出電容電壓等于Vin-VCb的瞬間，vT1成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感LO2上的負(fù)載電流反射到變壓器的初級(jí)端，有助于實(shí)現(xiàn)開關(guān)的ZVS運(yùn)作。與此相反，存儲(chǔ)在漏電感中的能量僅在這個(gè)瞬間之后對(duì)輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的ZVS運(yùn)作較S2更為穩(wěn)固，因?yàn)橥ǔin-VCb高于VCb，除此之外，可以與模式3相同的方式進(jìn)行分析，模式1的延續(xù)時(shí)間為